雷达信号处理(6)

增加，海浪逐渐减弱，增益逐渐增大，直至恢复正常值，以接受远处目标的回波。灵敏度时间控制（STC）原理波形示意图如图（5－17）所示。图中，在触发脉冲控制下，形成灵敏度时间控制电压，其中对应于触发脉冲前沿的幅度起始“平台”是近距离干扰的抑制调整， 深度控制电压曲线斜率（机内预调）如图中的1、2：海浪干扰小，选用“1”，“抑制范围”小；海浪干扰大，选用“2”，“抑制范围”大。实际使用中应根据干扰情况和目标情况适度调节STC电路的参数。使用面板上的“STC”控钮，调节该控钮可改变抑制的深度，在深度改变的同时，也改变着斜率。调节要领是酌情调节，达到既抑制海浪干扰又尽可能不丢失海浪区中的弱目标回波。

图（5－17）灵敏度时间控制（STC）原理波形图

t STC调整能够降低杂波干扰的强度，同样也难免降低目标回波的强度，但总的效果可以 U 1 o t 2 是信杂比较强的目标凸现出来。

STC除了传统常用接收机增益控制电路实现之外，也可在具有足够宽动态范围的接收机的雷达中，在显示器内采用数字处理的方法来实现。

2）自动海杂波STC抑制处理控制

一种自动STC抑制处理控制及应用的原理示意图如图（5－18）所示。图中上部分是原理示意，下部分是屏上海浪抑制应用实例。从上图可见，更具实测求出的船舶四周分布电平的“海浪干扰均值”，及面积稍大些的相适应的“海浪干扰抑制控制” 四周的分布的信号电平。显然，此例是在正上方船首向及其左右侧是遇到的海浪干扰是最强的区域，且所有STC控制信号曲线中含：近距离控制电平最高，其次为中距离次之，远距离最低。其海浪干扰及其相应的控制电平的形状符合常规从强到弱的负指数率递减。在被抑制区内还保存其它有用目标的回波。

上述是采用极坐标显示的。若经过坐标转换机相关处理，同样可以应用在现行液晶光栅显示中。

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图（5－18） 一种自动海浪STC处理控制的原理示意图

通过一种海浪干扰抑制器自动产生海浪干扰电平的STC波形控制曲线1，该曲线与每转天线全向实测的海浪干扰电平曲线2相适应。曲线1比曲线2稍大些。其特点是按照实际船舶各向的海浪干扰的强弱进行有效的抑制。

由图可见，该自动STC处理是利用射频控制部件（RFC）中的CPU即RFC CPU和RFC现场可编程门阵列RFC FPGA（现场可编程门阵列），将中频部件的STC检测信息经过A/D转换送入RFC FPGA中，先求屏上求每个扇形段内距离扫描的均值（整屏换分为32个扇形段，每段位11.25 0）并将其输出接到下个，再求同样每个扇形段天线扫描的均值，并将其输出接到海浪抑制曲线，即STC曲线处理，最后再经过STC增益关断设置（平时用自动STC，关断为人工）进行STC控制。将RFC FPGA输出的STC控制信息返回送入中频部件进行海浪抑制控制。于是，根据船舶四周不同强度的海浪干扰，产生相应的全方位有效地抑制控制。可见，海浪抑制控制是闭合的动态自动控制系统。全方位海浪干扰电平及相应STC控制电压的产生由STC处理示意图说明，如图5－19所示。

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图5－19 自动STC 抑制处理原理示意图

2.海杂波恒虚警处理（Constant false alarm Processing）

虚警（false alarm）:杂波干扰电平超过检测门限，导致被误认为发现有用目标的虚现象称假报警。

虚警率（FAR- false alarm rate）:指在单位时间内出现的虚警数（或即虚警频率），在大量统计时，与虚警数近似，可将虚警数视为虚警概率Pn。

虚警概率Pn：噪扰电平大于检测门限的概率称“虚警概率”。

恒虚警率（CFAR-Constant false-alarm rate）:保持虚警率恒定的概率。 雷达恒虚警率处理是至今处理杂波的一种通用方法。后面将讨论其基本概念、基本原理和实现方法。

1）CFAR处理的基本概念 ⑴何谓CFAR处理 前已提到，雷达信号的自动检测是在燥扰背景中进行的。恒虚警率能反映干扰之多少或干扰强度之高低。一旦干扰数量或强度发生变化时，将引起虚警概率（常称“虚警率”FAR）变化。恒虚警率处理即在干扰强度变化时，雷达信号经过恒虚警率处理，能使虚警率FAR大为降低并保持恒定的概率。判定所谓“发生变化” 的依据是设定的用于检测目标的门限。显然，门限低，则发现概率高，而虚警概率也随之也高；反之亦然。可见，提高发现概率与降低虚警概率二者是相互矛盾的。这带来了恒虚警率处理设计的困难。从实际考虑，设计者总是追求实现以尽可能低的门限能获取最高发现概率的目标。 ⑵CFAR处理的必要性

虚警概率是雷达信号处理设备的重要指标。在雷达自动检测或半人工检测中，恒虚警率处理能使所用计算机不致因干扰过强而饱和；在人工检测中，可以防止接收机饱和，且在强杂波干扰下，损失一些检测能力，但依然可以检测与观测。可见，恒虚警率处理是一种能使雷达在强杂波干扰下仍能工作的一个有效方法。

前已提及，接收机内部噪声、雨雪杂波和地分辨率雷达的海杂波的包络概率密度函数仍服从瑞利分布。瑞利分布概率密度函数的归一化表达式为

p(u)=uexp(-u2/2) 式（5–49）

式中，u为相对包络幅度，u=

ums；um为干扰的包络幅度；

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s为杂波波强度标量参数，即检波后中频噪声有效值。

所述的包络概率密度函数服从瑞利分布的干扰，经线性检波后，其幅度概率密度分布仍服从瑞利分布。

干扰的幅度瞬时超过门限的电压U0的概率为

pc=蝌Ucp(u)dum=ゥUc(-u2/2)du

du=exp(-u2/2) 式（5–50）

式中，U

为相对门限电压；U=2Umos；Um0为绝对门限电压。

当固定绝对门限时（Um0不变），由于干扰强度的变化（σ变化）而引起相对门限电压变化，从而导致单次检测虚警率Pc的变化，如图5－20所示。

图5－20 固定绝对门限时，虚警概率随干扰强度的变化

由图可见，若最初按虚警概率10-6确定门限U0，当总的干扰功率增加3.5db（2.24倍），将使虚警概率从10-6增大到10-3，即增大了1000倍。若菜视频积累检测，则虚警概率将变化得更为惊人。

为使雷达设备正常工作，杂波干扰电平的变化范围应较小。对计算机化雷达的自动检测而言，一般应小于1db。然而，实际内部噪声电平慢变化可达几分贝，雨雪、海浪的变化可高达几十分贝。显然，恒虚警率处理是十分必要的。 ⑶CFAR处理处理的主要技术指标 ⑴ 恒虚警率处理能力

表明实际所能达到的恒虚警率情况。 ⑵ 恒虚警率损失LCFAR

雷达信号经过虚警率处理带来所需要的信杂比增加的数值，称为恒虚警率损失，一般以LCFAR表示，该损失越小越好。亦即，CFAR处理不但不能提高雷达信杂比，相反会带来不同程度的信杂比损失，若CFAR处理不当，恒虚警率损失可能相当大，在选用或设计CFAR

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处理电路时有赢予以注意。 ⑷CFAR处理处理的分类

通常可分为两类：慢门限CFAR处理和快门限CFAR处理。目前均采用数字式。 慢门限CFAR处理常用于热噪声环境。快门限CFAR处理常用于外界杂波干扰，但对热噪声环境也具有恒虚警率处理性能，只是恒虚警率损失较大。

目前在船用雷达中，慢门限和快门限均有，或二者兼用，但采用抑制者者偏多。 2）慢门限CFAR处理

慢门限CFAR处理是利用自动调节技术以保持热噪声电平恒定，使因热噪声引起的虚警率恒定的一种处理方法。该处理常用于滤除热噪声。

前已提及，热噪声的数模为瑞利分布。

由式（5–51）可知，若保持相对门限电压不变，则因噪声产生的虚警概率

pn=exp轾-Uo2犏2犏臌 式（5–51）

就能保持不变。从前述式U=Umo/s2可见，若噪声电平变化，即s变化时，通过适当调

整Um0 ，可使U0改，从而保持变虚警概率不变，于是，实现恒虚警概率的余下问题便归

结到如何测定s值。为了避免目标回波与热噪声混杂一起的雷达探测工作期，可选择雷达探测的休止期，改期间仅由热噪声，便于测量s值。又考虑s值因热噪声的满变化特征，需要雷达多个休止期进行对噪声电压的大量采样，实施较困难。更实用、直接的做法可采用在足够的雷达休止期长时间统计出现的噪声虚警数，来确定虚警频率，以近似虚警概率，再将它与设定的虚警概率值进行比较，并用其产生误差信号来调节Um0,以实现虚警率恒定。一种自动调节慢门限CFAR处理的原理框图如图（5－21）﹙a﹚、﹙b﹚所示。

﹙a﹚ ﹙b﹚

图5－21 慢门限CFAR处理的原理框图

﹙a﹚原理框图； ﹙b﹚原理简图。

从图（5－21）中的﹙a﹚可见，原是雷达视频和绝对门限电压Um0在“比较器”进行

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处理

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