现代移动通信中的调制技术研究(6)

另一种调制方法是脉冲插入法，如图3-16所示。频率为4倍载频的定时信号，经两级二分频输出。输入信息经串-并变换逻辑控制电路，产生推动脉冲和推动脉冲，在推动脉冲作用下第一级二分频多分频一次，相当分频链输出提前相位，在推动脉冲作用下第二级二分频多分频一次，相当于提前相位。因此可以用控制两种推动脉冲的办法得到不同相位的载波。显然，分频链输出也是矩形脉冲，需经带通滤波才能得到以正弦波作载频的QPSK信号。

为了解决载波相位模糊度问题，与BPSK时一样，对于M进制调相也可以采用相对调相的方法，通常的做法是在将输入二进制信息串-并变换时，同时进行逻辑运算，将其编为多进制差分码，然后再用绝对调相的调制器实现调制。解调时，也同样可以采用相干解调和差分译码的方。

3.3.3 QPSK解调原理

QPSK的4种（I，Q组合为 [0 0]，[0 1]，[1 0]和[1 1]）输出相位有相等的幅度，而且2个相邻的相位相差值为，但是输出相位并不满足我们前面所讲的(m=0,1,……M-1)，信号相位移可以偏移和，接收端仍可以得到正确的解码。实际中数字输入电压必须比峰值载波电压高出很多，以确保平衡调制器的正常工作。经过调制的信号通过信道传输到达用户端，需要进行解调，这一过程是与调制相类似的逆过程。首先，QPSK信号经过功率分离器形成两路相同的信号，进入乘积检波器，用两个正交的载波信号()实现相干解调，然后各自通过一个低通滤波器得到低频和直流的成分，再经过一个并行-串行变换器，得到解调信号。QPSK的解调原理如图（3-17）所示。

积分 QPSK信号 载波恢复 位定时恢复 90度移相 判决 并—串变换 二进信息

积分 Q(t) 判决 图3-17 QPSK解调原理

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3.4 交错正交相移键控（OQPSK）

3.4.1 OQPSK基本原理

交错正交相移键控(OQPSK)是继QPSK之后发展起来的一种恒包络数字调制技术，是OQPSK的一种改进形式，也称为偏移四相相移键控(offset-QPSK)。它和QPSK有眷同样的相位关系，也是把输入码流分成两路，然后进行正交调制。随着数字通信技术的发展和广泛应用，人们对系统的带宽、频谱利用率和抗干扰性能要求越来高。而与普通的OQPSK比较，交错正交相移键控的同相与正交两支路的数据流在时问上相互错开了半个码元周期，而不像OQPSK那样I、Q两个数据流在时间上是一致的(即码元的沿是对齐的)。由于OQPSK信号中的I(同相)和Q(正交)两个数据流，每次只有其中一个可能发生极性转换，所以，每当一个新的输入比特进入调制器的I或Q信道时，其输出的OQPSK信号中只有0°、?90°三个相位跳变值，而根本不可能出现180°相位跳变。所以频带受限的OQPSK信号包络起伏比频带受限的QPSK信号要小，而经限幅放大后的频带展宽也少，因此，OQPSK性能优于QPSK。实际上，OQPSK信号也叫做时延的QPSK信号。一般情况下QPSK信号两路正交的信号是码元同步的，而OQPSK信号与QPSK信号的区别在于其正交的信号错开了半个码元。

OQPSK信号的数学公式可以表示为：

(3.35)

对于恒包络调制技术，由于一个已调制的信号频谱特性与其相位路径有着密切的关系(因为)，因此，为了控制已调制的信号频率特性，就必须控制它的相位特性。恒包络调制技术的发展正是围绕着进一步改善已调制的相位路径这一中心进行的。

3.4.2 OQPSK的调制原理

OQPSK信号的产生原理可用图3-18来说明。在图3-18中，的延迟电路用于保证I、Q两路码元能偏移半个码元周期。BPF的作用则是形成QPSK信号的频谱形状，并保持包络恒定。

图3-18 OQPSK信号产生原理图

I 输入 串/并转换 LPF BPF Q 延迟 LPF 27

3.4.3 OQPSK的解调原理

OQPSK信号可采用正交相干解调方式解调，其解调原理如图3-19所示。由图3-19可以看出，OQPSK与QPSK信号的解调原理基本相同，其差别仅在于对Q支路信号抽样判决时间比I支路延迟了，这是因为在调制时，Q支路信号在时间上偏移了，所以抽样判决时刻也相应偏移，以保证对两支路的交错抽样。

LPF 抽样判决 输出 定时脉冲 延迟 串并 交换 LPF 抽样判决

图3-19OQPSK解调原理图

3.5 正交频分复用（OFDM）

3.5.1 OFDM概述

正交频分复用，多载波调制的一种。将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。在向3G/4G演进的过程中，OFDM是关键的技术之一，可以结合分集，时空编码，干扰和信道间干扰抑制以及智能天线技术，最大限度的提高了系统性能。

上述各种调制系统都是采用一个正弦形振荡作为载波，将基带信号调制到此载波上。若信道不理想，在已调信号频带上很难保持理想传输特性时，会造成信号的严重失真和码间串扰。 假设有10个子信道，则每个载波的调制码元速率将降至1/10，每个子信道的带宽也随之减少为1/10。若子信道的带宽足够小，则可以认为信道特性接近理想信道特性，码间串扰可以得到有效的克服。

随着要求传输的码元速率不断提高，传输带宽也越来越宽。今日多媒体通信的信息传输速率要求已经达到若干Mb/s，并且移动通信的传输信道可能是在大城市中多径衰落严重的无线信道。为了解决这个问题，并行调制的体制 再次受到重视。 正交频分复用（OFDM）就是在这

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种形势下得到发展的。OFDM也是一类多载波并行调制的体制。它和20世纪50年代类似系统的区别主要有：

（1）为了提高频率利用率和增大传输速率，各路子载波的已调信号频谱有部分重叠； （2）各路已调信号是严格正交的，以便接收端能完全地分离各路信号； （3）每路子载波的调制是多进制调制；

（4）每路子载波的调制制度可以不同，根据各个子载波处信道特性的优劣不同采用不同的体制。

OFDM的缺点主要有两个：

（1） 对信道产生的频率偏移和相位噪声很敏感；

（2） 信号峰值功率和平均功率的比值较大，这将会降低射频功率放大器的效率。 3.5.2 OFDM的基本原理

设在一个OFDM系统中有N个子信道，每个子信道采用的子载波为

（3.36）

式中，为第k路子载波的振幅，它受基带码元的调制；为第k路子载波的频率；为第k路子载波的初始相位。则在此系统中的N路子信号之和可以表示为

（3.37）

式（2.37）还可以改写成复数形式如下：

（3.38）

式中是一个复数，为第k路子信道中的复输入数据。为了使这N路子信道信号在接收时能够完全分离，要求他们满足正交条件。在码元持续时间内任意两个子载波都正交的条件是：

（3.39） 式（2.39）可以用三角公式改写成:

=0 （3.40） 它的积分结果为：

（3.41）

令式（2.41）等于0的条件是：

(3.42)

其中，ｍ和ｎ均为整数，并且和可以取任何值。由式(2.42)解出，要求

（3.43） 即要求子载波满足 式中：k为整数，且要求子载波间隔

（3.44）

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故要求的最小子载波间隔为

（3.44）

上面求出了子载波正交的条件。现在来考察OFDM系统在频域中的特点。设在一个子信道中，子载波的频率为码元持续时间为。在OFDM中，各相邻子载波的频率间隔等于最小容许间隔

（3.45）

现在来具体分析一下OFDM体制的频带利用率。设一OFDM系统中共有N路子载波，子信道码元持续时间为，每路子载波均采用M进制的调制，则它占用的频带宽度等于

（Hz） （3.46） 频带利用率为单位带宽传输的比特率：

（b/s·Hz) （3.47）

当N很大时，

（b/s·Hz） （3.48）

若用单个载波的进制码元传输，为得到相同的传输速率，则码元持续时间应缩短为，而占用带宽等于，故频带利用率为

（b/s·Hz） (3.49)

比较式(2.48)和(2.49)可见，并行的OFDM体制和串行的单载波体制相比，频带利用率大约可以增至2倍。

3.5.3 OFDM的实现

OFDM信号表示式（3.38）的形式如同逆离散傅立叶变换（IDFT）式，所以可以用计算IDFT和DFT的方法进行OFDM调制和解调。下面首先来复习一下DFT公式。

设一个时间信号的抽样函数为，其中，则的离散傅立叶变换（DFT）定义为

（） （3.50）

并且的逆离散傅立叶变换为

（） （3.51）

若信号的抽样函数是实函数，则其K点DFT的值一定满足对称性条件：

（） （3.52） 式中是的复共轭。

现在，令式（3.38）中OFDM信号的，则该式变为

（3.53） 式（3.52）和式（3.53）非常相似。若暂时不考虑两式常数因子的差异以及求和项数（K和N）的不同，则可以将式（3.51）中的K个离散值当作是K路OFDM信号。下面就来讨论如何具体解决这个计算问题。

设OFDM系统的输入信号为串行二进制码元，其码元持续时间为T，先将此输入码元序列分成帧，每帧中有F个码元，即有F比特。然后将此F比特分成N组，每组中的比特数可以

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