毕业设计-三相电压型PWM整流器的研究(3)

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泛使用，但仍然存在以下问题:

（1）晶闸管换流引起网侧电压波形畸变; （2）网侧谐波电流对电网产生谐波“污染”; （3）深控时网侧功率因数降低; （4）闭环控制时动态响应相对较慢。

虽然二极管整流器，改善了整流器网侧功率因数，但仍会产生网侧谐波电流以“污染”电网;另外二极管整流器的不足还在于其直流电压的不可控性。针对上述不足，PWM整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进。其关键性的改进在于用全控型功率开关取代了半控型功率开关或二极管，以PWM斩控整流取代了相控整流或不控整流。因此，PWM整流器可以取得以下优良性能: （1）网侧电流为正弦波;

（2）网侧功率因数控制(如单位功率因数控制); （3）电能双向传输; （4）较快的动态控制响应。

显然，PWM整流器已不是一般传统意义上的AC/DC变换器。由于电能的双向传送，当PWM整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态;而当PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。所谓单位功率因数是指：当PWM整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相(正阻特性);当PWM整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相(负胜特性)。进一步研究表明，由于PWM整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。

图2-2 PWM整流器模型电路图

eLiidc+vRLvdc-+---eLPWM整流器实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。为便于理解，以下首先从模型电路阐述PWM整流器的原理。图2-2为PWM整流器模型电路，可以看出:PWM整流器模型电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等;直流回路包括负载电阻RL及负载电动势eL等;功

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率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组成。

当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得

vi?vdcidc

式中 v 、i是模型电路交流侧电压、电流;

vdc、idc是模型电路直流侧电压、电流。

由上式不难理解，通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之也成立。以下着重从模型电路交流侧入手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。

D0

'D0'V

EVAIVL0CAE0VLBCI

B（a）

(b)

D0'E0DVLIIDVLE0AVCV0'AC

B

(c) (d)

B图2-3 PWM整流器交流侧稳态矢量关系

稳态条件下，PWM整流器交流侧矢量关系如图2-3所示。

为简化分析，对于PWM整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略PWM谐波分量，并且不计交流侧电阻。这样可从图2-3分析:当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量V即可实现PWM整流器的四象限运行。若假设I不变，因此VL??LI也因此不变，在这种情况下，PWM整流器交流电压矢量V端点运动轨迹构成了一个以VL为半径的圆。当电压矢量V端点位于圆轨迹A点时，电流矢量I比电动势滞后90度，此时PWM整流器网侧呈现电感特性，如图2-3a所示;当电压矢量V端点运动至圆轨迹B端点时，电流矢量I与电动势矢量E平行且同向，此时PWM整流器网侧呈现正电阻特性，如图2-3b所示;当电压矢量V端点运动至圆轨迹C点时，电流矢量I比电动势矢量E超前90度，此时PWM整流器网侧呈现纯电容特性，如图2-3c所示;当电压矢量V端点运动至圆轨迹D点时，电流矢量I与电动势矢量E平行且反向，此时PWM整流器网侧呈现负阻特性，如图2-3d所示。以上，A, B, C, D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得PWM整流器四象限运行规律如下:

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(1)电压矢量V端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。值得注意的是，当PWM整流器运行在B点时，则实现单位功率因数整流控制;而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收感性无功功率，而只从电网吸收有功功率 (2)当电压矢量V端点在圆轨迹BC上运动时，PWM整流器运行于整流状态。此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。当PWM整流器运行至C点时，PWM整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。

(3)当电压矢量V端点在圆轨迹CD上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此

时PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。

(4)当电压矢量V端点在圆轨迹DA上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。此

时，PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。

实现四象限运行的控制方法有:

一、可以通过控制PWM整流器交流侧电压，间接控制网侧电流; 二、可以通过网侧电流的闭环控制直接控制PWM整流器的网侧电流。

2.3 三相VSR的数学模型

2.3.1 三相VSR在三相静止坐标系的数学模型

所谓三相VSR一般数学模型就是根据三相VSR拓扑结构，在三相静止坐标系(a,b,c)中利用电路基本定律(基尔霍夫电压、电流定律)对VSR所建立的一般数学描述。三相VSR拓扑结构上图2-1所示。

针对三相VSR一般数学模型的建立，通常作以下假设:

（1）电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势(ea,eb ,ec); （2）网侧滤波电感L是线性的，且不考虑饱和;

（3）功率开关损耗以电阻R，表示，即实际的功率开关可由理想开关与损耗电阻R，串联等效表

（4）为描述VSR能量的双向传输，三相VSR其直流侧负载由电阻RL和直流电势eL串联表示。

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由上述假设得到三相电压型PWM整流器的主电路数学模型如图2-4所示。图中ea、

eb、ec为三相对称电源相电压(在图中用e(t)表示)；ia、ib、ic为三相线电流；vdc为直流电压；R、L为滤波电抗器的电阻和电感；C为直流侧电容；RL为负载；iL为负载电流。Sa、Sb、Sc为整流器的开关函数。

图2-4 三相整流器的主电路数学模型

根据三相VSR特性分析需要，三相VSR一般数学模型的建立可采用开关函数描述的一般数学模型，采用开关函数描述的一般数学模型是对VSR开关过程的精确描述，较适合于VSR的波形仿真。

以三相VSR拓扑结构为例，建立采用开关函数描述的VSR一般数学模型，如图2-4所示，当直流电动势eL=0时，直流侧为纯电阻负载，此时三相VSR只能运行于整流模式，当eL?vdc，三相VSR既可运行于整流模式，又可运行于有源逆变模式当运行于有源逆变模式时，三相VSR将:所发电能向电网侧输送，有时也称这种模式为再生发电模式;当。当eL?vdc时，三相VSR也只能运行于整流模式。

为分析方便，首先定义单极性二值逻辑开关函数Sk为

?1 sk???0

?k?a,b,c? （2-1）

sk?1，表示上桥臂导通，下桥臂关断；sk?0，表示上桥臂关断，下桥臂导通。 将三相VSR功率管损耗等值电阻R，同交流滤波电感等值电阻Rf合并，且令R=Rf+Rs,采用基尔霍夫电压定律建立三相VSR a相回路方程

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Ldia?Ria?ea?(vaN?vNo) dt （2-2）

当Va导通而Va?关断时，Sa=1，且vaN?vdc;当Va关断而Va?导通时，开关函数Sa=0，且vaN=0，所以vaN?vdcSa，式(2-2)改写成

dia?Ria?ea?(vdcsa?vNo) Ldt 同理，可得b相, c相方程如下：

diLb?Rib?eb?(vdc?vNo) dt

di Lc?Ric?ec?(vdc?vNo)

dt考虑到三相对称系统，

ea?eb?ec?0;ia?ib?ic?0 联立式（2-3）~式（2-6），则 vNo??vdc3 （2-3）

（2-4）

（2-5）

（2-6）

k?a,b,c?sk （2-7）

在图2-3中，任何瞬间总有三个开关管导通，其开关模式有8种，因此，直流侧电流idc可描述为

idc?iasa?ibsb?icsc

（2-8）

另外，对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律，得 C

联立式（2.3）~式（2.9）得三相电压型PWM整流器在三相静止坐标系（a,b,c)下的开关函数数学模型为：

dvdcv?e?iasa?ibsb?icsc?dcL dtRL （2-9）

Sa?Sb?Sc?diaL?e?Ri?(S?)vdcaaa?dt3?diS?S?S?Lb?eb?Rib?(Sb?abc)vdc?dt3 ?di （2-10） Sa?Sb?Scc?ec?Ric?(Sc?)vdc?L3?dt?Cdvdc?is?is?is?vdc?eLaabbcc?dtRL?

引入状态变量X后，可写成状态变量的表达形式为：

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