基于tms320f2812的无刷直流电机控制系统设计(1) - 图文(4)

西北工业大学硕士学位论文 第二章无刷直流电机控制原理及关键技术研究

波分量的120°电角度，其相邻两次过零点间隔60°电角度，正好与电机相邻两次 换相的时间间隔相同，只是相位差电角度。故可将反电动势的三次谐波分量 移相90°电角度后得到的信号作为转子位置信号，其每一个过零点均对应着一个 电流的换相点，

(4)

瞬时电压方程法[6]

这种方法是利用电机各相瞬时电压和电流方程，实时计算电机由静止到正常 运转任意时刻转子的位置，控制电机的运行。此法不需专门的启动线路，电路简 单，启动转矩大。但对电机本体的数学模型依赖性大，且容易造成建模误差，影 响控制精度。另外，由于在线计算复杂，计算量大，考虑到转子位置检测的实时 性，必须采用具有快速运算能力的DSP和高速A/D转换器。

2.3.2起动方法

无位置传感器无刷直流电机的起动是控制系统中的难点之一。在无刷直流电 动机运行过程中，感应电动势的幅值与电机的转速成正比^电机在静止或转速较 低时，由于反电势为零或较小，无法通过检测反电势的过零点来判定转子的位置, 为了确保电机顺利起动、运行，需要采取一定的措施。常用的起动方法有以下几 种。

⑴三段式起动

为了保证无刷直流电机能够正常起动，首先需要确定转子的当前位置。初始 位置确定后，由于此时定子绕组中的反电动势仍为零，所以必须人为地给电机施 加一个由低频到高频不断加速的他控同步信号，使电机由静止逐步加速运行。当 电机反电动势的幅值随着转速的升高达到一定值，反电势可以检测到时，再切换 至无刷直流电机速度闭环运行状态。如图2-3示

图2-3三段式起动示意图

(2) 硬件起动电路[s]

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在无位置传感器无刷直流电机控制中，可以设计一个专门的起动电路来产生 电机的起动信号。起动电路图如图24所示。

X

图24起动电路框图

硬件起动电路中，电路通电后，电容C上的电压￡^缓慢提升，此电压加到 压控振荡器的输入端，压控振荡器的输出经分频后作为时钟信号加到环行分配器 上，环行分配器输出的信号转换成换相逻辑信号加在功率放大电路上，控制绕组 的导通。同时，[/e加到PWM电路的输入端作为调制信号，使PWM信号占空 比随变化，控制绕组导通的脉冲宽度。这样随着的上升，加到绕组上的电 压与频率逐渐上升，驱动电机运行。

采用这种起动方式，电机可以实现升频升压起动，并可在一定的负载下起动, 起动条件也不苛刻，是一种较成功的起动方式。但是这种起动方式的最大缺点就 是附加的起动电路加大了电机的尺寸，对于广泛应用于微型电机中的无刷直流电 机是个不小的障碍，而且对电机的可靠性也有所降低。

(3) 预定位起动

在反电动势检测法中，传统的软件起动方式为预定位起动，即预先对A相、 C相绕组通电，B相绕组断电，延时使电机转子定位于磁极中心线A相绕组轴线 重合的位置并停止摆动后，再使B相、C相绕组通电，A相绕组断电，转子磁极 中心线在磁场力的作用下，从A相绕组轴线向B相绕组轴线位置转动，这样， 使三相绕组依次导通截止，当转子达到一定速度后，就能够在定子绕组中感应出 足够大的电动势,这时就可以选择合适的时机将电路转换到反电动势换向工作状 态，完成了电机的起动[19]。

这种起动的方式虽然实现起来比较简单，不需要外接电路，但对切换时间要 求比较严格，一般只用于空载起动，当电机惯量不同或带一定负载起动时，就要 调整切换时间，否则就会起动失败甚至造成电机反转。

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2.3*3 PWM控制技术[|5]

PWM (Pulse Width Modulation，脉宽调制）是利用半导体开关器件的导通与 关

断把直流电压变为电压脉冲序列，并通过控制电压脉冲宽度或周期以达到改变 电压的目的，或控制电压脉冲宽度和脉冲序列的周期以达到变压变频的目的[' 无刷直流电机的转速调节是通过脉宽调制(PWM)技术来实现的。对于其功 率逆变器为桥式电路结构（如图2-2)的三相无刷直流电动机而言，PWM信号实 现调压调速的调制方式有两种：半桥调制和全桥调制。对功率逆变桥的所有开关 元件T1?T6进行脉宽调制，即“全桥调制”。在任意时刻，只对功率逆变桥的 上半桥T1，T3，T5 (或下半桥T2,T4，T6>进行脉宽调制，即“半桥调制”。对于半 桥调制，又分为“对称半桥调制”和“不对称半桥调制” ?对称半桥调制是指将 每一个功率管的开关状态分为两个不同阶段，前60-保持全通(或调制)，后60°进 行调制(或全通)，即上下桥臂对称调制。不对称半桥调制是指在120°区间内要么 只对上半桥调制，要么只对下半桥调制.

对于方波无刷直流电动机而言，其理想的反电势、相电流波形如图2-5所 示.图中的&、波形分别为电机三相绕组的反电势，I、匕、分别为三 相绕组的电流。

图2-5无刷直流电机电势、电流的理想波形

不同的调制方式对电枢电流的影响是不同的，进而对转矩的影响也不同。

以T1,T6导通的60°电角度时间为例，此时A3两相为导通相，C相为截止相， I波形见图2-5所示。电机运行时，设E为相反电势幅值，￡：

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=%，设％为<：相端电 压，这时：R + 4 =%+(>%,所以T5的反并联二极管D5正偏，从而导 致C相导通，这就是非换向期间的截止相导通现象，同理，设T6接受导通信号， T1接受PWM信号，经过分析可知，当T1

截止时，二极管

D2正偏，C相 仍然

会导通。由于电机运行当中，截止相也续流导通，导致电机此时处于三相同

时导通状态，这将引起电机电枢绕组内电流发生较大的波动，从而也使电机转矩 脉动增大。无论是不对称半桥调制还是对称半桥调制，PWM信号只对导通周期 内的一对元件的一个起作用，所以不对称半桥调制方式和对称半桥调制方式在 ~/3时间内对截止相的影响作用其实是相同的。也就是说，在对称半桥调制时 仍然会出现截止相续流导通的现象。但是由于对称半桥调制时上下桥臂的调制是 对称的，电压和电流对称，所以电流和转矩的脉动比不对称半桥调制时要小。

全桥调制时，仍以时间为例，PWM信号对T1及T6都起作用，Tl、T6 导通时的电流与半桥调制时相同，此时，中点0的电位％=￡^/2;当Tl、T6同 时截止时，电机A, B两相的电流通过D4、D3及电容构成回路，中点0的电位仍 然有C/。= / 2。所以C相端电压在EV 2 + ￡到％/2 - ￡间变化，即60°电角度内， 都

有

，所

以

D2与D5均处于反偏状态，从而C相不会导通，也就是说全 桥调

制时不存在非换向期间的截止相导通现象。同时由于在电机运行期间，中点 0的电位不会发生变化，所以电流波动较小，电机转矩脉动也较小*

通过以上对电路的分析可知，如要避免截止相导通，就必须使截止相的端电 压不要超过直流母线电压，也不要低于零电压。这样，连接在该相上的上下桥臂 二极管均不会正向导通，从而杜绝了续流电流的产生。

总的来说，半桥调制截止相会产生续流，导致其余两相电流产生波动。电流 波动的频率与斩波频率一致，且电机转速越高，电流波动越大。如果采用全桥调 制，则始终是两相导通，截止相不会产生续流，并且电机中性点电压在电机运行 期间始终不会改变，电流波动小，转矩脉动也较小，但在相同的带宽以及运行工

况下，全桥斩波的斩波频率远远高于前两种斩波方式，损耗也较大。

西北工业大学硕士学位论文 第三章基于MATLAB/Simulink的控制系统仿真

第三章基于MATLAB/Simulink的控制系统仿真 本课题在对无刷直流电机控制系统平台设计的同时，也研究了电机的控制仿 真系统，以期通过搭建的系统仿真平台，来为以后的算法验证，PID参数整定提 供有效的验证环境。本章在MATLAB7.0/Simulink软件环境下进行控制系统的建 模，我们可以根据本章的控制仿真模型对电机的转速、电流等参数的变化进行分 析，为建立具体电机控制系统提供参考。

3.1无刷直流电机数学模型_

以两两导通星形三相六状态为例，分析BLDCM的数学模型及电磁转矩等特 性。为了便于分析，假定：

(1) 三相绕组完全对称，定子电流、转子磁场分布皆对称； (2) 忽略齿榷、换相过程和电枢反应等的影响： (3) 电枢绕组在定子内表面均勻连续分布； (4) 磁路不饱和，不计涡流和磁滞损耗。

则三相绕组的电压平衡方程可表示为 'L M M \%uA R 0 0■ L ub = 0 R 0 h + M L M P h + eb + (3-1) kJ 0 0 R U M M L Jc. ec. 式中，％、％、％为定子相绕组电压；％是中性点电压；ia、为

定子绕组电流；~为定子相绕组电动势；及为每相绕组电阻；L为每相 绕组的自感：M为每两相绕组间的互感；P为微分算子，P = 汾。

三相绕组为星形连接，且没有中线，则有：

ip+h+h =°

且

(3-2)

(3-3)

将式(3-2)和式(3-3)代入式(3-1),得到电压方程为:

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