基于单片机的无功补偿控制器(3)

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由于Ui与Uo几乎相同，而Us和 Ui波形如图2-5 所示，因此开关线性复合系统的线性部分事实上具有滤波的作用。Us与Uo相比多出的纹波电压都加在了功率管上，被功率管所消耗，从而滤波电路的电感电容可以大大减小以节省系统的成本。另一方面看，在获得相同的输出电压波形THD指标时，开关线性复合型电源采用的开关频率要

图2- 6 开关线性复合功率变换原理图

比开关滤波型电源采用的开关频率低很多。开关频率降低必然使开关损耗也随之降低。因而，虽然开关线性复合系统在线性部分表面上好象增加了两个功率管的损耗2Pt。事实上如果配置适当的参数，在相同的输出电压THD指标下，开关线性复合系统的损耗不一定比传统的开关滤波型系统高，也就是说开关线性复合电源系统的效率并不降低。 2.3 系统的构成

考虑到可调电压源在发出无功补偿电流时不应附加对电网的谐波污染，因此采用具有低阻输出特性的开关线性复合功率变换技术（SLH）加以实现，如图2-7所示。SLH由开关滤波单元与线性单元构成。开关滤波单元为线性单元提供纹波电压，控制单元检测电网的电压电流相位差，然后根据这个相位差分别同步控制可调电压源主电路中交流斩波调压单元的功率开关管占空比，以及线性部分的栅极驱动信号幅值。线性单元实现

图2- 7 系统结构图

高鲁棒性的电压跟踪。为满足可调电压源电压与电网电压同相位的基本要求，选择交—交斩波调压单元作为开关级。

当要求无功补偿装置发出感性无功功率时，要求可调电压源输出电压Uv大于电网电压，因此可调电压源的输出可通过升压变压器耦合串入并联电容支路中。

由于本连续无功补偿思路的核心问题是高性能SLH可调电压源，其重要组成部分

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—线性单元已在前面进行了分析，本章后几节着重点讨论用SLH可调电压源线性单元供电的交流斩波调压滤波单元主电路。 2.4 交流斩波调压技术

当用户需要可调的交流电压时，曾广泛使用饱和电抗器、自耦调压器和感应调压器等电磁式调压装置。晶闸管调压技术的出现也曾因其廉价、体积小和容易控制的特点部分地取代了笨重、体积大和耗费铜铁材料的电磁式调压装置。然而，由于它对电网和负载的严重谐波污染在中小容量领域内已越来越没有发展前途。随着电力电子器件的不断更新换代，用IGBT、MOSFET等高频器件将斩波调压技术从DC/DC变换发展到AC/AC变换，实现了能从电网吸取正弦电流并向负载提供正弦可调电压的装置，从而克服了晶闸管电路的上述弱点，形成了以交流斩波调压技术为基础的交流调压开关变换系列。 2.4.1 基本原理

交流斩波调压电路的结构原理和调制过程如图2-8所示。图中S为由可关断的功率管组成的双向理想开关，当它们按某一频率开通和关断时，即可控制每一周波内电源电压接负载的通断时间比，达到改变负载电压有效值的目的。

设图中ui(t)为一连续电压变量。S按开关函数e(t)分合。e(t)值为1和0的二值函数。其中1表征S的开通，0表征S的关断。其输出电压为:

uo= ui(t)*e(t) (2-10)

式2-10和图2-9说明，这种交流调压器的输出不再是连续的函数，而变成了离散量。若要用这种方法达到交流调压的目的，uo应能从波形上恢复ui信号。下面讨论实现这种恢复的条件。

设e(t),ui(t),uo(t)的傅氏变换式分别为：

F[e(t)]=E(?) F[ui(t)]=Ui(?) F[uo(t)]=Uo(?)

根据调制性质及式（3-10）可得：

1Uo(?)=E(?)?Ui(?) （2-11）

2?由于e(t)为矩形脉冲函数，设其周期为T，则有：

E(?)=F[e(t)]=2??CK?(??K?e) （2-12）

????式中 ?e?2?Sin(K?D) ，CK? ，?为单

?KT- 12 -

图2- 8 交流斩波调压电路的调制过程

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位脉冲函数，D为占空比。由式（2-11）可得：

Uo(?)=?CKUi(?)?(??K?e) (2-13)

????可以看出，Uo(?)的频谱实际是对Ui(?)带限频谱在?轴上的一种有规则的重复，重复频率取决于e(t)的周期，限带中心K?，其幅值由CK的变化决定。根据香农定理，uo要完整的恢复ui的波形，必须满足下列两个条件：

1．???i时，Ui(?)=F[ui（t）]=0;

2?>2?i T在这种条件下，各采样点上得到的信号完全包含了连续时间变量Ui(t)的信息。因此

2. ?e?只要一个截止频率大于?i的低通滤波器就可以完全恢复Ui(t)的波形，只是其幅值不同。另外，输出信号的恢复只取决于采样周期T，而与其占空比无关。但在T一定的情况下，占空比直接影响输出电压幅值的大小。

Sin(K??)CK(K?0)?C0?Lim?D （2-14）

K?0K?适当选择滤波器参数，可使输出电压幅值为CO，这样通过改变占空比，就可以线性的调节输出信号的大小而不改变波形，也不影响滤波器的参数。

按照交流斩波技术原理，只要在斩波单元之后接一个低通滤波器就可以得到一个幅值随占空比线性变化的电压波形Dui(t)，如图2-9所示。

图2-9 交流斩波调压框图

2.4.3 交流斩波调压对频率的要求

由2.3.1节对交流斩波调压的分析可知：脉宽电压滤波后要恢复原来的输入电压，

2?必须符合香农定理的要求（?e?>2?i）。也就是说，交流斩波调压的开关频率必须

T满足fS>2fg（其中fS为开关频率，fg为工频）。因此主电路交流斩波调压对开关频率

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的要求为fS>100Hz。这一要求是很容易满足的。考虑到减小滤波电感电容及减小开关损耗的约束条件,本系统采用20KHz的开关频率。

因为要使BUCK电路工作在电感电流连续的状态必须满足滤波电感L>0.605mH。电路输出的最大纹波：

?uSmax=

ub， (2-15) 232LCfS由于到要达到最大纹波值必需满足ub最大（即电网的峰值电压310伏）和占空比为1/2的条件，因此?uSmax为瞬时值，在其他的情况下?uS比?uSmax小很多，且由于后级线性复合部分具有滤波作用，?uS可以大一些。因此令?uSmax=20V，由式3-15得

20?3103，Hz f?20?10S38LC?（20?10） LC?1.24?10?9 (2-16)

另外，为了使开关轨迹更优化，接近零电流开通L应取得大一些。

综上所述，选择滤波电感L为2.5mH（显然此值符合CCM对电感取值的要求）,则由式2-16可得C为1?F，开关频率fS=20KHz。另外要说明的是选择后级两个功率管时要注意耐压极限参数。因为可调电压源为推挽输出，功率管承受的电压高达输出电压峰值的两倍，考虑到一定的安全裕量，功率管的耐压值应为输出电压峰值的三倍以上，本电路选择耐压1200V的IGBT。

2.5 开关线性复合功率变换技术SLH在此的应用

图2-10中，如果后级推挽部分功率管的栅极驱动信号波形在一个半周内是和加在其漏极的输入波形一致的正弦波，这样功率管就可工作在线性饱和临界状态。连接推挽变压器的源极就会跟随栅极的驱动信号的波形，正好同开关线性功率复合功率变换技术的思想吻合。因此，在不增加功率管的情况下，只要给后级两个功率管的栅极加上和其源极电压波形相一致的栅极驱动电压信号就可以把开关线性复合功率变换技术巧妙的应用于此。

此处强调，前置级输出的驱动信号为漏极的馒头纹波小几伏的栅极大电压信号，而不是方波工频小信号。因为后者不具备负载鲁棒性，会使馒头纹波传至负载，当占空比或负载变化时，因LC参数的无法改变而使畸变的―馒头纹波‖抵达负载，致使用于连续补偿无功功率时，向电网注入额外的谐波。而前者由于推挽两管子的驱动信号V2，V3（此二信号相位相反）的幅值比―馒头波‖的幅值小一点，管子工作于临界饱和偏放大状态，它的输出电压跟随于驱动信号。这样―馒头波‖的纹波就只降在推挽管上，使线性复合推挽电路以放大之理行有源滤波之实，从而使前级电路的滤波电感、电容取值比纯开关滤波电路的小。

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图2- 10 可调电压源电路

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