ADC过采样(2)

根据不同应用，引线电阻对于测量精度会产生不同程度的影响。一般来讲，如果RTD靠近转换器，采用最简单的两线结构即可；而当RTD比较远时，引线电阻会叠加入RTD阻抗，并给测量结果引入显著误差。这种情况通常采用3线或4线RTD配置，如图5所示。

图5 3线和4线RTD测量

MAX1402内部两个匹配的200μA电流源可用来补偿3线或4线RTD配置中引线电阻造成的误差。在3线配置中，两个匹配的200μA电流源分别流过RL1和RL2，这样，AIN1和AIN2端的差分电压将不受引线电阻的影响。这种补偿方法成立的前提是两条引线材质相同，并具有相同的长度，还要求两个电流源的温度系数精确匹配 （MAX1402为5×10-6/℃）。4线配置中引线电阻将不会引入任何误差，因为在连接到AIN1和AIN2的测量引线中基本上没有电流流过。在此配置中，电流源OUT1被用来激励RTD传感器，电流源OUT2被用来产生参考电压。在这种比例型配置中，RTD的温漂误差（由RTD激励电流的温漂引起）被参考电压的漂移补偿。

3. 智能4\变送器

老式的4\变送器采用一个现场安装的敏感元件感测一些物理信息，例如压力或温度等，然后产生一个正比于待测物理量的电流，电流的变化范围标准化为4\。电流环具有很多优点：测量信号对于噪声不敏感；可以方便地进行远端供电。第二代4\变送器在远端进行一些信号处理，通常采用微控制器和数据转换器，如图6所示。这种变送器首先将信号数字化，然后采用微控制器内置的算法进行处理，对增益和零点进行标准化，对传感器进行线性化，最后再将信号转换到模拟域，作为一个标准电流通过环路传送。第三代4\变送器被称为\灵巧且智能\，实际上是在前述功能的基础上增加了数字通信（和传统的4\信号共用同一条双绞线）。利用通信信道可以传送一些控制和诊断信号。MAX1402这样的低功耗器件对于此类应用非常适合，250μA的功耗可以为变送器中的其余电路节省出可观的功率。智能变送器所采用的通信标准是Hart协议。这是一种基于Bell 202电信标

准的通信协议，工作于频移键控方式（FSK）。数字信号由两种频率组成：1200Hz和2200Hz，分别对应于数码1和0。两种频率的正弦波叠加在直流模拟信号上，通过同一条电缆同时传送。因为FSK信号的平均值总是零，因此4\模拟信号不会受到影响。在不干扰模拟信号的前提下，数字通信信号具有每秒更新2\个数据的响应速度。通信所需的最小环路阻抗是23Ω。

图6 智能4\变送器

小结

在高集成度调理系统出现之前，过程控制通常采用多个独立的芯片实现信号调理和处理。Σ-Δ技术降低了这部分电路的成本、空间需求和功率需求（事实上多数应用只需要+3V/+5V单电源）。这种特性尤其适合于电池供电的便携系统。元件数量的降低同时还改善了系统的可靠性。

实际系统中，信号经过的路径就不讲了。讲讲噪声：天线产生的热噪声经过射频，射频有一级滤波，通常带宽较宽；射频有产生新的噪声。然后下变频，然后是中频，然后是A/D，每级都引入新的噪声，并且都经过越来越窄的滤波器，等到基带按符号抽取时，就仅剩了与B这么宽的带限噪声了。

Σ-Δ模数转换器基本原理及应用

引用 2009-12-01 15:18:20 阅读478 评论0 字号：大中小 订阅

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北京服装学院 (100029) 张 亮 孟庆昌 华正权 中国科学院长春物理研究所 (130021) 高光天

摘 要 本文从过采样、噪声整形、数字滤波和采样抽取等概念入手, 介绍了Σ?Δ模数转换器的工作原理和

特性, 并给出了Σ?Δ模数转换器与微机接口的应用实例。

关键词 Σ?ΔADC 过采样 噪声整形 数字滤波 采样抽取随着超大规模集成电路制造水平的提高, 近年来Σ?Δ模数转换器(以下简称ADC)正以其分辨率高、线性度好、成本低等特点得到越来越广泛的应用, 特别是在既有模拟又有数字的混合信号处理场合更是如此。本文将简要介绍Σ?Δ ADC的基本原理及应用。

一、Σ?Δ ADC基本原理

Σ?Δ ADC以很低的采样分辨率(1位)和很高的采样速率将模拟信号数字化, 通过使用过采样、噪声整形和数字滤波等方法增加有效分辨率, 然后对ADC输出进行采样抽取处理以降低有效采样速率。Σ?Δ ADC的电路结构是由非常简单的模拟电路(一个比较器、一个开关、一个或几个积分器及模拟求和电路)和十分复杂的数字信号处理电路构成。要了解Σ?Δ ADC的工作原理, 必须熟悉过采样、噪声整形、数字滤波和采样抽取等基本概念 1.过采样

ADC是一种数字输出与模拟输入成正比的电路, 图1给出了理想3位单极性ADC的转换特性, 横坐标是输入电压U IN 的相对值, 纵坐标是经过采样量化的数字输出量, 以二进制000～111表示。理想ADC第一位的变迁发生在相当于1/2LSB的模拟电压值上, 以后每隔1LSB都发生一次变迁, 直至距离满度的1 1/2 LSB。因为ADC的模拟量输入可以是任何值, 但数字输出是量化的, 所以实际的模拟输入与数字输出之间存在±1/2LSB的量化误差。在交流采样应用中, 这种量化误差会产生量化噪声。

图1 理想3位ADC转换特性

如果对理想ADC加一恒定直流输入电压, 那么多次采样得到的数字输出值总是相同的, 而且分辨率受量化误差的限制。如果在这个直流输入信号上叠加一个交流信号, 并用比这交流信号频率高得多的采样频率进行采样, 此时得到的数字输出值将是变化的, 用这些采样结果的平均值表示ADC的转换结果便能得到比用同样ADC高得多的采样分辨率, 这种方法称作过采样(oversampling)。如果模拟输入电压本身就是交流信号, 则不必另叠加一个交流信号。采用过采样方法(采样频率远高于输入信号频率)也同样可提高ADC的分辨率。

由于过采样的采样速率高于输入信号最高频率的许多倍, 这有利于简化抗混叠滤波器的设计, 提高信噪比并改善动态范围。可以用频域分析方法来讨论过采样问题。由于直流信号转换具有的量化误差达1/2LSB, 所以数据采样系统具有量化噪声。一个理想的常规N位ADC的采样量化噪声有效值为q/12,均匀分布在奈奎斯特频带直流至fs/2范围内, 如图2所示。其中q为LSB的权重, fs为采样速率, 模拟低通滤波器将滤

除fs/2以上的噪声。如果用Kfs的采样速率对输入信号进行采样(K

图2 使用模拟低通滤波器的奈奎斯特采样

为过采样倍率)，奈奎斯特频率增至Kfs/2, 整个量化噪声位于直流至Kfs/2之间, 其有效值降为原来的1/K，如图3所示。由于模拟低通滤波器只需滤除Kfs/2以上的噪声, 因此降低了对模拟低通滤波器的整体要求。又由于系统的通带频率仍为fa, 所以可在ADC之后加一个数字低通滤波器滤除fa至Kfs/2之间的无用信号而又不影响有用信号, 从而提高了信噪比, 实现了用低分辨率ADC达到高分辨率的效果。

如果简单地使用过采样方法使分辨率提高N位，必须进行K=22N 倍过采样。为使采样速率不超过一个合理的界限, 需要对量化噪声的频谱进行整形使得大部分噪声位于fs/2至Kfs/2之间，而仅仅一小部分留在直流至fs/2内, 这正是Σ?Δ ADC中Σ?Δ调制器所起的作用。噪声频谱被调制器整形后, 数字滤波器可

图3 带模拟滤波和数字滤波的过采样

去除大部分量化噪声能量, 使总信噪比(以及动态范围)大大增加。

2.Σ?Δ ADC的调制器和量化噪声整形

图4给出了一阶Σ?Δ ADC的原理框图。虚线框内是Σ?Δ调制器,它以Kfs采样速率将输入信号转换为由1和0构成的连续串行位流。1位DAC由串行输出数据流驱动, 1位DAC的输出以负反馈形式与输入信号求和。根据反馈控制理论可知, 如果反馈环路的增益足够大, DAC输

出的平均值(串行位流)接近输入信号的平均值。

Σ?Δ 调制器的工作原理还可以用图5所示对应图4中，A，B，C，D各点的的信号波形图描述。其中图5(a)是输入电压U IN =0的情况, 输出为0, 1相间的数据流。如果数字滤波器对每8个采样值取平均, 所得到的输出值为4/8, 这个值正好是3位双极性输入ADC的零。当输入电压U IN =+1/4U REF , 则信号波形如图5(b)所示, 求和输出A点的正、负幅度不对称, 引起正、反向积分斜率不等, 于是调制器输出1的个数多于0

图4 一阶Σ?Δ ADC

的个数。如果数字滤波器仍对每8个采样值取平均, 所得到的输出值为5/8, 这个值正是3位双极性输入ADC对应于+1/4U REF 的转换值。

图5 Σ?Δ调制器波形图

由于积分器可以在频域内用一个幅度响应与1/f成正比的滤波器加以表示(这里f是积分器输入信号频率)。又由于带时钟的锁存比较器具有类似斩波器的作用, 它将输入信号转换为高频交流信号, 在输入信号平均值附近变化, 因而低频下的量化噪声大大减少(这个积分器对量化噪声如同一个高通滤波器)。这种情况下产生噪声的频谱严格地依赖于采样速率、积分时间常数及电压反馈误差。用图6所示频域线性化模型对Σ?Δ

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