PSK移相键控调制电路设计与制作

PSK移相键控调制电路设计与制作

一、目的

1．掌握二相BPSK（DPSK）调制的工作原理及电路组成。 2．了解载频信号的产生方法。

3．掌握二相绝对码与相对码的码型变换方法。 二、、原理

绝对移相键控（PSK）是采用直接调相法来实现，也就是用输入的基带信号直接控制已输入载波相位的变化来实现相位键控。

图1是二相PSK（DPSK）调制器电路框图，图2是它的电原理图。

图1 二相PSK（DPSK）调制器电路框图

（一）电路基本工作原理

数字相位调制又称为移相键控。它是利用载波相位的变化来传递数字信息的。通常又可把它分成绝对移相与相对移相两种方式。绝对移相就是利用载波不同相位的绝对值来传递信息。那么，怎样才能让载波不同相位的绝对值来传递数字信息呢？如果让所需传输的数字基带信号控制载波相位改变，而载波的振幅和频率都不变，那么就得到载波的相位发生变化的已调信号，我们把这种调制方式称为数字相位调制。即移相键控PSK调制。

PSK在数字通信系统中是一种极重要的调制方式，它的抗干扰噪声性能及通频带的利用率均优先于ASK移幅键控和FSK移频键控。因此，PSK技术在中、高速数据传输中得到了十分广泛的应用。

当传送消息为一随机序列时，例如话音信号经过编码后的数字信号或其它数据信号，则传送的调相信号也相应的为一随机的振荡序列，其相位与传送消息相对应，如图3所示。下面对图2中的电路作一分析：

TP3TP4C130.1uC140.1uC150.1uC180.1u+5V+12V+5V-12V J321U2A3K21231234信码输入(PN32K)C12200p 74LS86 D1LED(R)D2LED(O)D3LED(B)C22200p+5VU1A74LS04U1B74LS04R171K5R15.6KU1C74LS04R21KR330KSW2U3A74LS746Q1TP5CLRCLK326K313J5J1U1E1110 C30.033u 4载波一入(1024K)74LS04R41K R510KL1330uH C491pC37-25p123TP2J2(512K)U1F1312载波二入74LS04R61KBG19013C70.033uL2560uHR710KC8150pC97-25pC100.033uR91K 3 C110.033u C12100pR1010K62111278415

图3 二相PSK调制信号波形

1． 内载波发生器 电路如图4所示。

图4 1.024MHz内载发生器

PRETP15QD相对码时钟入(32K)TP71TP101234TP11PSKOUTSW12J4TP8C60.033uK1TP6R847K+12V+12VU5A4066R14100R15150调制波输出R11100KC160.1uR161KTP910U4LM318U5B4066R12100R13150 C170.1u-12V图2 PSK移相键控调制实验电原理图 图4

从电路中可知，来自信号发生器的1.024MHz方波信号输入至C3的耦合电容上，由L1、C4、C5可调电容，将1.024MHz方波信号变换成1.024MHz的正弦波信号，其中调节R5可改变输出信号的幅波，由BG1等组件组成的是射随器电器，它起隔离作用。输出信号送至载波信号转换开关K1的1脚。内载波亦可由K1切换成512K正弦波。

2．载波倒相器

模拟信号的倒相通常采用运放作倒相器，在本实验电路中，如图5所示，电路由U4（LM318）、R10、R11组成，来自1.024MHz载波信号经电阻R10输入到高速运放LM318的反相输入端2脚，在运放的输出端即可得到一个反相的载波信号，即π相载波信号。为了使后面的合路后的0相载波与π相载波的幅度相等，在载波倒相器电路中加了增益调整电位器R11。

3．信码反相器

由U1：C（74LS04）组成。 4．模拟开关相乘器

对载波的相移键控是用乘法器来实现的，常用的乘法器有环行调制器、模拟乘法器集成电路以及模拟开关电路等，本实验采用的是模拟开关4066作乘法器，电路如图5右半部分。

4066是一种4路双向模拟开关，其中每一路引脚互相独立。

图5 载波倒相器，模拟开关相乘器

下面再作详细分析

4066多路多向模拟开关在本实验电路中的工作原理。从图可知。0相载波与相载波分别加到模拟开关1：U5A的输入端（1脚）、模拟开关2：U5B的输入端（11脚），在数字基带信号的信码中，它的正极性加到模拟开关1的输入控制端（13脚），它反极性加到模拟开关2的输入控制端脚）。用来控制两个同频反相载波的通端。当信码为“1”码时，模拟开关1的输入控制端为高电平，模拟开关1导通，输出0相载波，而模拟开关2的输入控制端为低电平，模拟开关2截止。反之，当信码为码时，模拟开关1的输入控制端为低电平，模拟开关1截止。而模拟开关2的输入控制端却为高电平，模

π

（12“0”拟开关2导通。输出π相载波，两个模拟开关的输出通过载波输出控制开关K3合路迭加后输出，即为二相PSK调制信号，波形如图6所示。

5．差分编码器在数据传输系统中，由于相对移相键控调制具有干抗干扰噪声能力强，在相同的信噪比条件下，可获得比其它调制方式（例如：DPSK机码序列、增量调制编码器输出的数据信号或脉冲编码调制｛an｝，通过差分编码器变成相对码序列｛制的输出就是图7是绝对与相对码转换电路，即差分编码器电路。

上面已对绝对移相作了分析，那么相对移相的含义是什么？所谓相对移相，传递信息，所以也称为“差分移相”一直未能在实际系统中推广应用，只是后来提出了“相对移相”后，才使移相键控付诸于实现。理论分析和实际试验证明：在恒参信道下，移相键控比振幅键控、频率键控，不但具有较高的抗干扰性能，而且可更经济有效地利用频带。所以说它是一种比较优越的调制方式，因而在实际中得到广泛的应用。在绝对相移方式， U1入U1入U1出U1出0相载波tt tU2入U2出相载波ttU2入 U2出信码 U合tt信码入图6 模拟开关乘相器工作波形

ASK、FSK）更低的误码率，因而这种方式广泛应用在实际通信系统中。

PCM编码器输出的数字信号）作为绝对码序列bn｝，然后再用相对码序列｛bn｝，进行绝对移相键控，此时该调DPSK已调信号。

图7 差分编码器电路

就是利用载波相位的相对值来传递信息，也就是利用前后码元载波相位的相对变化来。“绝对移相”的原理提出还是比较早的，然而由于技术实现上的困难，

由于发端是以两个可能出现的相位之中一个相位作基准的。因而在收端也必须有这

调制是采用码型变换法加绝对调相来实现，即把数据信息源（如：伪随机码发生器输出的伪随样一个相同的基准相位作参考，如果这个参考相位发生变化（0相变π相或π相变0相），则恢复的数字信息就会发生0变1或1变0，从而造成错误的恢复。在实际通信时参考基准相位的随机跳变是可能发生的，而且在通信过程中不易被发现。如，由于某各种突然的骚动，系统中的触发器可能发生状态的转移，锁相环路稳定状态也可能发生转移，等等，出现这种可能时，采用绝对移相就会使接收端恢复的数据极性相反。如果这时传输的是经增量调制的编码后话音数字信号，则并不影响话音的正常恢复，只是在相位发生跳变的瞬间，有噪声出现。但如果传输的是计算机输出的数据信号，这将会使恢复的数据面目全非，为了克服这种现象，通常在传输数据信号时采用二相相对移相（DPSK）方式。

DPSK是利用前后相邻码元对应的载波相对相移来表示数字信息的一种相移键控方式。

数字信息序列

DPSK波形 基准相位载波绝对码是以基带信号码元的电平直接表示数字信息的，如规定高电平代表“相对码（差分码）是用基带信号码元的电平与前一码元的电平有无变化来表示数字信息的，如规定：相对码中有跳变表示图9是差分编码器电路，

设输入的绝对码bn?an图10是它的工作波形图。

一、目的

1．掌握二相（2．熟悉二相相对移相与绝对移相的转换方法。 00111001（绝对码）（相对码）000101110图8 PSK DPSK编码波形

1”，低电平代表“0”。 1，无跳变表示0。

可用模二加法器延时器（延迟一个码元宽度Tb）来实现这两种码的互相转换。 anbn-1bnTb图9 延时一码元差分编码器电路图 an为1110010码，则经过转码器后输出的相对码bn为1011100，即

bn?1。an111001

0t bn-10101110

bnt1011100t 图10 差分编码器的工作波形图

PSK移相键控解调（含载波提取）电路设计与制作

PSK、DPSK）解调器的工作原理与系统电路组成。

BPSK波形?

3．掌握二相（PSK、DPSK）系统的主要性能指标的测试方法。 二、原理

二相PSK（DPSK）解调器的总电路方框图如图1所示。二相PSK（DPSK）的载波为1.024MHz，数字基带信号的码元速率为32bit/s。

图1 解调器总方框图

从图1可见，该解调器由三部分组成：载波提取电路、位定时恢复电路与信码再生整形电路。载波恢复和位定时提取，是数字载波传输系统必不可少的重要组成部分。载波恢复的具体实现方案是和发送端的调制方式有关，以相位键控为例，有：N次方环、科斯塔斯环(Constas)、逆调

图2 同相正交环提取载波电原理方框图

制环和判决反馈环等。近几年来由于数字电路技术和集成电路的迅速发展，又出现了基带数字处理载波跟踪环，并且已在实际应用领域得到了广泛的使用。但是，为了加强学生基础知识的学习及对基本理论的理解，我们从实际出发，选择同相正交环解调电路作为基本实验。图2是电原理框图，图3是电原理图。

C40.1u32VCC+12VC5U3A1+12V

TP1R110KU2A4066VCC10.1u2R111KU4U6A7131124865R8R71K22K2U7E103U7B45U7C6TL084113C60.1u22K91pVCCLM3114113 PSK-INC1

R239KR351调制输入0.033uBG19013TP2C20.033uR43.6K2+12VR5100TP3C375-12VR101KC874LS86U7A12974LS04U7D874LS04TP7J2RD DATA74LS04R9860.1u-12VU13C7TP574LS0474LS04VCCLM3110.033uR61.6K541U10AQPREDCLK6QCLR1423 74LS74RW2D4E1C14-12V100K05W5.0100u0.033u+12VVCC-12V R1422KC10+12VU3D14VCCVCCD1LED(R)D2D311U2B406610LED(O)LED(B)R1322KR121K C991p13120.1u2R161KU57R1810K12345678U82Vf1Vf1Vr1Cext1Cext1G1YGNDVccVcc-2Vr2Cext2Cext2G2YGND R215.6KR221KR2330KTL084312R151KC11LM31141R191KC21100PVCC1615141312111098650.1u-12VVCC1374LS124RW110KTP4C121112VCCVCC13TP68Q91074LS74 VCCR245.1K10图3 PSK移相键控解调实验电原理图

（一）．二相（PSK、DPSK）信号输入电路

电路见图4所示，由BG1（9013）组成射随器电路，对发送端送来的二相（PSK、DPSK）信号进行前后级隔离，由U1（LM311）组成模拟信号放大电路，进一步对输入小信号前二相（PSK、DPSK）信号进行放大后送外鉴相器Ⅰ与鉴相器Ⅱ分别进行鉴相。

PREQ D1274LS74VCCPRECLRC150.1uC160.1uC170.1uC180.1uC190.1uC200.1uU10B8Q 119QCLKCLRCLKD U9BR205.1K5100pC130.01uSW1图4 二相（PSK、DPSK）信号输入电路

（二）．同相正交环锁相环提取载波电路

从图2电原理方框图中可知，在这种环路里，误码信号是由两个鉴相器提供的。VCO压控振荡器给出两路互相正交的载波信号分别送至两鉴相器，输入的二相（PSK、DPSK）信号经过两个鉴相器分别鉴相后，由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，分别送入两判决器后得到基带信号Ud1与Ud2，其中Ud1中包含着码元信息，但无法对VCO压控振荡器进行控制。只有将Ud1、Ud2 经过基带模拟相乘器相乘后，就可以去掉码元信息，得到反映VCO输出信号与输入载波间的相位差的误码控制电压，从而实验现了对VCO压控振荡器的控制。它们的实际电路见图42-3所示。包括鉴相器1，鉴相器2，低通滤波器1，低通滤波器2，比较判决器1，比较判决器2，相乘器，环路滤波器，VCO压控振荡器，数字分频移相器等电路组成。

具体工作过程如下：由U1（LM311）模拟运放放大后的信号分两路输出至两鉴相器的输入端，鉴相1与鉴相器2的控制信号输入端的控制信号分别为0相载波信号与π/2相载波信号。这样经过两鉴相器输出的鉴相信号再通过有源低通滤波器滤掉其高频分量，再由两比较判决器完成判决解调出数字基带信码，由U6A构成的相乘器电路，去掉数字基带信号中的数字信息。得到反映恢复载波与输入载波相位之差的误差电压Ud，Ud经过环路低通滤波器R18、R19、C12滤波后输出了一个平滑的误差控制电压，去控制VCO压控振荡器74LS124。

它的中心振荡输出频率范围从1Hz到60MHz，工作环境温度在0~70C，当电源电压工作在+5V、频率控制电压与范围控制电压都为+2V时，74LS124的输出频率表达为：f0=1×10-4/Cext，在实验电路中，调节精密电位器RW（的阻值，使频率控制输入电压（74LS124的2脚）与范围控制输入电压（74LS1242100KΩ）的3脚）基本相等，此时，当电源为+5V时，才符合：f0=5×10-4/Cext，再改变电容CA701，使74LS124的7脚输出为4.096MHz方波信号。74LS124的6脚为使能端，低电平有效，它开启压控振荡器工作；当74LS124的7脚输出的中心频率偏离4.096MHz时，此时可调节RW1和RW2，用频率计监视测量点TP4上的频率值，使其准确而稳定地输出4.096MHz的载波信号。

该4.094MHz的载波信号经过分频(÷4)电路：U9B与U10A（74LS74）两次分频变成1.024MHz载波信号，并完成π/2相移相。由U10B的9脚输出π/2相去鉴相器2的控制信号输入端U2B（4066）的12脚，由U10A的5脚输出0相载波信号去鉴相器1的控制信号输入端U2A（4066）的第13脚。这样就完成了载波恢复的功能。图5是同相载波与正交载波波形。

图45 同相载波与正交载波波形

。

图6是同相正交解调环各点波形图。 图6 同相正交解调环各点波形图

从图中可以看出该解调环路优点是：

①该解调环在载波恢复的同时，即可解调出数字信息。

②该解调环电路结构简单，整个载波恢复环路可全部采用模拟和数字集成电路实现。但该解调环中缺点是：存在相位模糊。

当解调环路中解调的数字信息与发端的数字信息相位反相时，即相干信号相位和载波相位反相，SW1，强迫使它的置“1”端送入高电平，使电路Q端输出为“1

TP1：PSK解调信号输入波形

TP2：PSK解调信号输入波形（经过射极跟随器） TP3：对PSK解调信号进行放大

TP4：压控振荡器输出4.096MHz的载波信号，用频率计监视测量点TP4上的频率值有偏差时，此时，W1和W2，使其准确而稳定地输出4.096MHz的载波信号。

TP5：频率为1.024MHz的0相载波输出信号 TP6：频率为1.024MHz的?2相载波输出信号

TP7：PSK解调输出信号，即数字基带信码 Q端输出为“0”

则按一下按键开关”，，迫使相干信号的相位与载波信号相位同频同相，以消除相位误差。然而，在实际应用中，一般不用绝对移相，而应用相对移相，而用相位比较法克服相位模糊。可调节

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