一种高效率绿色模式开关电源控制器的研究(2)

,因此Burst控制模式必不可少.Burst模式的工作过程如图3所示.

图3　Burst模式工作过程

图2　峰值电流控制过程

Fig.2　Processofpeakcurrentmodecontrol

Fig.3　Operationalprocessofburstmode

电子相关应用

第9期娄佳娜等:　

一种高效率绿色模式开关电源控制器的研究

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图4　模式切换时的工作原理

Fig.4　Principleofmodeconversion

当变换器工作在Burst模式时,电感电流峰值的最

小值被控制在150mA左右,不再随着负载的降低而降低,即Vpeak信号不再受误差放大器输出控制.Burst模式工作状态和休眠状态(sleepmode)的切换主要由一个Burst比较器控制.该比较器是一个典型的迟滞比较器,它的迟滞窗口直接决定了在Burst工作模式下输出电压的纹波大小.输出电压的波动反馈到Burst器,当反馈电压超过比较器上限时,因此在工作情况下,功率开关的开关频率依然是恒定的,而且,在负载恒定的情况下,休眠状态和工作状态的交替过程也是按恒定频率进行的.每个Burst工作过程视负载变化而定:在非常轻的负载下只持续几个周期,而在重载情况下可能持续多个周期或者保持连续工作.在Burst工作周期之间的休眠阶段,功率开关和其他一些不必要的电路都被关断,从而进一步减小静态功耗,此时的负载电流完全由输出电容供给.

2.3　模式转换

图5　功率开关电流检测模块

Fig.5　Currentsensingmoduleofpowerswitch

限是.,设置两个基准,还可

[9],起到抑制过冲电　片上电流检测

片上电流检测就是把检测电感电流的功能集成到控制芯片内部,尤其对于功率集成的控制器来说,其意义就显得更为重要也较易实现,且采用片上电流检测有利于有效简化外围应用电路的设计.

电流检测可以根据检测电路的不同位置分为高边检测和低边检测,对于Buck电路来说,若检测对象是流过功率开关的电流,多采用高边检测;但若检测对象是流过同步整流开关的电流,就需采用低边检测.以高边检测为例,传统的检测方法是利用一个小电阻与功率开关串联来检测流过功率开关的电流.但受到工艺的限制,小电阻的阻值精度通常是很低的,且会占用较多的芯片面积.尤其在低电压供电的系统中,检测电阻上的损耗和检测精度都是严重的问题.因此,本文采用了一种基于电流镜结构的片上电流检测技术,与传统的电阻检测方法相比,它的精度较高,功率损耗小.

电流检测电路主要有两个功能模块,一是功率开关电流检测模块,二是峰值电流箝位模块.

功率开关电流检测的基本电路原理如图5所示.主要采用电流镜结构[10],用一个与功率开关成一定比例的MOS管来镜像功率开关的电流.图中PM_P是功率开关,NM_P是同步整流开关.PMOS管PM0和PM_P组成一个简单电流镜结构.运算放大器CSA的作用是保持PM0和PM_P的VDS电压相等,它是一个两级折叠式共源共栅结构,具有较大的带宽和较快的响应速度,以达到较高的检测精度和较大的电流检测范围.PM1的作用是防止当同步整流开关通时,CSA+端短路到地.如果在功率开关关断的时候CSA+短路到地,则每个周期功率开关开始打开的时候,CSA+需要较长的恢复时间,会影响检测精度.另一方面,功率开关导通时是工作在线性区,因此PM0和PM_P的VDS电压差对电流镜的镜像精度影响较大,所以PM1必须具有较小VDS值,可以适当地增大它的宽长比.

在多模式控制的变换器中,由于在轻重载条件下采用不同的控制策略,会在负载变化和模式切换的时候产生一些问题:一是当负载电流正好在所设定的模式切换点附近波动时,会使变换器在两种工作模式间反复切换,极容易造成工作状态不稳定;二是在模式切换的瞬间会产生较大的过冲电压,导致器件损坏.这是多模式变换器普遍存在的一个严重缺陷.针对这一缺陷,本文提出一种双基准解决方案,即对PWM模式和Burst模式采用不同的基准电压,这样不但可以实现如前所述的模式切换过程中的迟滞功能,且可抑制一部分过冲电压.模式切换时的工作原理如图4所示.

在Burst工作模式中,控制器控制输出电压略高于PWM工作模式中的输出电压,设计中,Burst下限高于EA基准的016%,上限高于EA基准的117%.当负载较重时,变换器工作在PWM模式,当负载下降到一定值时,电感电流的峰值不再随着负载的变化而变化,输出电压上升,直到达到Burst比较器上限时才会控制功率开关关断,变换器进入到Burst工作模式.类似,当负载从轻载变到重载,电感电流峰值需要随着负载变化而调整时,输出电压下降,直到达到EA基准变换器才回到PWM工作模式.这就相当于在模式切换的负载条件之间形成了一个迟滞窗口,窗口的下限是EA基准,

上

电子相关应用

1816

半　导　体　学　报第29

卷

图6　

峰值电流箝位模块

Fig.6　Clampmoduleofpeakcurrent

在设计中,取PM0和PM_P的宽长比的比值为

1∶3000,因此流过PM0和PM_P的1∶3000.可得检测电压VIL为

=in-=IL

(2)

3000

=Vin-KIL

其中　K=

;IL为流过功率开关的电流,也直接反

3000

映了电感电流的信息.

峰值电流箝位电路原理如图6所示,该电路同时也是电压环和电流环的结合点.图中VIL即为(2)式中定义,Vsense和Vpeak即为图3中所定义.

(3)Vsense=VIL-R1I0

　　当变换器工作在重载条件下时,误差放大器的输出较高,NM0导通,Vpeak值就会受EA输出的调节.假设NM0导通时工作在饱和区,则

(4)Vpeak=Vin-(R1+R2)(I0+INM0)

其中　INM0为流过NM0的电流,随误差放大器输出的变化而变化.Vsense和Vpeak是输入到后级电流比较器的信号.

结合(2)～(4)式,就可以得到电感电流和EA输出的关系式.

(5)KIL=R2I0+(R1+R2)INM0

　　当变换器工作在轻载条件下时,误差放大器输出较低而不足以使得NM0导通,此时,Vpeak值就不再随着EA输出的变化而调节.

(6)Vpeak=Vin-(R1+R2)I0

此时,(5)式中INMO可以看作零.

(7)KIL=R2I0

　　根据(5)

和(7)式,可以设计合适的电路参数,以保证在应用所需的负载范围之内误差放大器不会饱和,同时可以限制最大的负载值,且当负载低于一定值时实现峰值电流箝位控制.

图6中的Slop+和Slop-两个节点主要用来加入斜坡电流,当变换器工作在重载条件下且占空比大于50%时,则实现斜坡补偿的功能.

4　测试结果

μmBCD工艺下设计和制造.该变换器芯片在115

图7为该变换器芯片的显微照片.整个芯片面积为615mm2,芯片下部主要是集成的功率开关和同步整流开关,面积约为2mm2,上部为控制器.

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